Monopolo sintonizado

A vueltas con la antena monopolo corta

 

Hay circunstancias en las que nos vemos obligados a utilizar antenas pequeñas. Normalmente esta situación se da en la práctica campestre y puede ser por razones de visibilidad o simplemente por peso. Las antenas de hilo son las más ligeras, sin embargo el hilo no se sostiene solo y hay que disponer de un par de anclajes donde sujetarlo, uno puede ser el suelo con una pica pero el otro tendrá que ser un árbol, si lo hay o un poste o un mástil plegable que podemos transportar fácilmente. En este caso una antena monopolo de varilla puede ser una magnífica solución. Es ligera, discreta, omnidireccional y apta para enlaces a media y larga distancia.

Las bandas de 17 metros en adelante se pueden resolver con un hilo montado en una caña de pescar o usar una antena telescópica con una longitud de unos 4m. Conforme subimos de banda podemos ir acortando la antena para que funcione correctamente en la frecuencia deseada. Sin embargo en las bandas más bajas, la antena va a quedar muy corta y por tanto requiere de algún sistema de acoplamiento para poder operar con ella. Vamos a ver una forma de cómo acoplar antenas cortas distinto a la bobina de carga que se usa tradicionalmente.

 

¿Qué es una antena corta?

 

Podemos definir una antena corta como una antena que mide menos de lo que sería necesario para resonar a la frecuencia de trabajo. Por ejemplo una varilla de 2,8m es un cuarto de longitud de onda y por tanto resuena en 25,5MHz pero esta misma varilla en 15, 17, 20m y así sucesivamente es cada vez más corta y no es resonante. Por tanto podemos decir que una antena es corta si mide menos de un cuarto de longitud de onda, en el caso del monopolo que es el que nos ocupa.

El circuito equivalente de una antena en la frecuencia de resonancia lo podemos presentar como un un circuito RLC. R será la resistencia de radiación más la resistencia de pérdidas, mientras que la L y la C resuenan a la frecuencia de trabajo de la antena y por tanto la impedancia reactiva y capacitiva se anulan. De esta forma la antena solo presenta componente resistiva. Sin embargo al bajar la frecuencia, la antena se queda corta y es solamente capacitiva por tanto el circuito equivalente será la resistencia de radiación más la de pérdidas y la diferencia entre la reactancia inductiva y capacitiva que al ser mayor esta última dará como resultado una reactancia negativa o dicho de otra manera la antena es capacitiva. En la práctica la resistencia de tierra no será cero y por tanto la incluiremos dentro de la resistencia de radiación como resistencia de pérdidas.

 

La antena monopolo de un cuarto de longitud de onda presenta una impedancia de aproximadamente 36 ohmios a la frecuencia de resonancia, siempre y cuando tenga un plano de tierra ortogonal que se aproxime a un conductor perfecto, pueden ser 8 o más radiales de 1/4 de longitud de onda. Sin embargo, al bajar la frecuencia de operación por debajo de la frecuencia de resonancia, la resistencia de radiación baja y la reactancia capacitiva sube más que lo hace la inductiva. Cuanto más baja sea la frecuencia menor será la resistencia de radiación y menor el condensador equivalente (mayor reactancia capacitiva) que presenta la antena.

Hay que recordar que la reactancia capacitiva Xc = 1/(2*pi*F*C) siendo F la frecuencia en hercios y C la capacidad en faradios. 

 

Podemos hacer unos cambios de unidades de forma que  Xc = 1000000/(2*PI*F*C) siendo F la frecuencia en megahercios y C la capacidad en picofaradios.

 

Adaptación de una antena corta

 

Debido a que la antena corta no presenta 50 ohmios, la ROE va a ser mas alta cuanto más corta sea la antena. Se hace indispensable incluir un circuito de adaptación. Puede ser un acoplador de antena colocado en la base, una bobina de carga en serie que anule la componente reactiva capacitiva de la antena pero al no afectar a la resistencia de radiación va a ser necesario algo más que la bobina de carga para adaptar a 50 Ohmios. Algunas antenas comerciales aprovechan que el bajo Q de la bobina de carga sumado a la resistencia de radiación y sumado a la resistencia de pérdidas para obtener una resistencia final de 36 ohmios o más, de tal manera que la ROE será menor de 1,5:1.

Otra opción menos usada es aprovechar la componente capacitiva que presenta la antena como condensador de sintonía de una bobina. Esta bobina va colocada entre la toma de tierra y la varilla de la antena. La capacidad antena-tierra queda en paralelo con la bobina y la podemos sintonizar así. La bobina sintonizada podemos usarla como un auto transformador de tal forma que adapte la impedancia de la antena a 50 ohmios. Para entender cómo funciona esta idea lo primero es ver  como se pasa de un circuito serie a uno paralelo.

Resistencia equivalente de la antena Rr+Rp, donde Rr es la resistencia de radiación y Rp la resistencia de pérdidas. Una buena antena cumple que Rr >> Rp. 

 

La relación de transformación Rt del autotransformador, transforma la impedancia del extremos sintonizado dividiendo por el cuadrado de la relación Rt. Hay que recordar que la relación de transformación es el cociente entre la tensión a la salida del transformador y la de su entrada. 

El circuito de la izquierda muestra nuestra bobina conectada a la antena RC. El circuito serie equivalente de la antena lo podemos pasar a un circuito paralelo equivalente[1]. La resistencia serie de bajo valor respecto de la reactancia capacitiva pasa a ser una resistencia paralelo muy alta, varios miles de ohmios. En el centro de la imagen está el circuito equivalente de nuestra bobina de sintonía la capacidad de la antena y en la resistencia equivalente paralelo R. Como esta resistencia tiene un valor mucho mayor que 50 ohmios, es factible transformarla en 50 Ohmios mediante una toma en las primeras espiras de la bobina, como se puede ver en el circuito de la derecha. La relación de transformación que resulte del cociente del número total de espiras de la bobina dividido entre el punto de la toma. Elevando al cuadrado obtenemos la relación de transformación de impedancia. En el caso de usar una bobina con núcleo de aire la relación de transformación no es exactamente el cociente del número de espiras de la bobina dividido por la toma ya que influye el coeficiente de acoplamiento K que es menor a 1.

 

Procedimiento de sintonía

 

Podemos calcular la impedancia, parte real e imaginaria, a la frecuencia que nos interese mediante programa de simulación basados en NEC2, como son MMANA-GAL, EZNEC, XNEC2C, etc o podemos usar fórmulas[2] que vienen en algunos libros pero que son aplicables solamente para casos en los que se disponga un plano de tierra que sea un conductor perfecto. Independientemente del método que utilicemos lo que sí obtendremos es una aproximación que nos puede ser útil como punto de partida. Por ejemplo la varilla de 2,8m con un plano de tierra de cuatro radiales de cuatro metros cada uno, presenta en la banda de cuarenta metros una impedancia de 10,2- 971j, hallado mediante Xnec2c. La reactancia capacitiva de esta antena se corresponde con una capacidad de 23,4pF. Para esta capacidad en la banda de 40 metros necesitaremos una bobina de sintonía y/o de carga 21,4uH. Podemos calcular las espiras de la bobina[3] con coil32 o 64, por ejemplo. Será un punto de partida.

Capacidad en función de la longitud a distintas frecuencias 

 

A modo de guía aproximada podemos usar la gráfica adjunta para una antena de hilo de 1mm de diámetro. Para cada longitud se ha calculado la capacidad equivalente de la antena en las bandas bajas.
La gráfica muestra como al aproximar la longitud de la antena a un cuarto de longitud de onda, la capacidad equivalente sube de forma exponencial.

 
Con un VNA profesional podríamos medir la impedancia de la antena, pero en la práctica con la instrumentación asequible para radioaficionados, la medida es tan imprecisa que no sirve para nada. Por el contrario podemos hacer otro tipo de medidas que si nos sean útiles y que se pueden hacer tanto con VNA portátil como con el venerado grip-dip. 

El grid-dip conectado a un frecuencímetro nos va a permitir encontrar la frecuencia de resonancia de la antena con la bobina de sintonía que hayamos puesto en la base de la antena. Tendremos simplemente que ajustar el valor de ésta para que la antena resuene la frecuencia que nos interesa. Desgraciadamente el dip que va a provocar la antena va a ser bastante reducido o por lo menos es en mi caso con el grid-dip casero que yo tengo así sucedió[4].

Espira de captación para conectar con VNA

Por el contrario, con el VNA conectado a una bobina de 2 o 3 espiras, como la de la imagen adjunta y en la que podamos meter dentro la bobina de sintonía de la antena, variando el acoplamiento entre ambas veremos una frecuencia en la que se produce una cierta adaptación, mostrado por la curva de ROE que presenta un pico hacia el 1:1. En esta frecuencia en que la ROE disminuye va a ser la frecuencia de trabajo de la antena. Si esta frecuencia está por encima del valor que nos interesa simplemente tendremos que aumentar la bobina de adaptación añadiendo alguna espira y si la resonancia está por debajo de la frecuencia que nos interesa haremos lo contrario. Hay que tener en cuenta que el entorno afecta a la sintonía de la antena, por tanto si cambiamos de ubicación puede ser que el ajuste no sea el mismo hasta el punto de sea inservible. Si la varilla es de longitud fija esto será una limitación. Si se usa una varilla que en la punta tenga un elemento ajustable, como las antenas de móvil, podremos ajustar la antena a cada ubicación y el único problema que no vamos a controlar es la resistencia de radiación + pérdidas que afortunadamente es más estable.

Finalmente haremos una toma en la primera, segunda... espira empezando por el lado conectado a tierra de tal forma que podamos medir la ROE. Veremos que habrá una una frecuencia para la cual se puede conseguir la adaptación 1:1 variando la toma de la excitación. Si no baja la ROE cerca del 1:1 y al pasar de una toma a la siguiente la ROE no mejora es posible que el mejor punto para la toma sea uno intermedio entre las dos anteriores. También comprobaremos que puede ser que la frecuencia de resonancia a la que se consigue la mejor ROE no coincida con la que hemos medido con el VNA mediante la bobina de captación. La razón es que la capacidad de la antena puede variar por nuestra propia presencia, la bobina de captación con el VNA y especialmente si la contrantena no es lo suficientemente efectiva como para hacer insensible la antena al entorno.

 

Caso práctico

 

Hace años que conseguí una varilla de antena táctica AT-271. Esta varilla es plegable y desplegada tiene una longitud total de 2,8m, es decir resuena en 25,5MHz. Pero la quiero usar para la banda de 40 metros, especialmente en la playa. Así que tras varias pruebas, me ha servido para comprobar que el procedimiento de ajuste de la antena es perfectamente viable, sobre todo con el VNA. 

 

También he hecho la comprobación con el grid-dip y un medidor de campo con un tinySA. Coincide que la frecuencia en la que mayor intensidad de campo mide el Tiny con su antenilla telescópica, haciendo un barrido con el grid-dip, es la misma que el VNA con la bobina de acoplamiento que permite obtener la mejor adaptación. Por tanto ambos sistemas son viables aunque el VNA es más rápido y preciso.

La adaptación de la antena consiste en una bobina hecha sobre una forma de 36mm de diámetro, 25 espinas juntas de hilo de un milímetro de diámetro y una toma a 2,25 espiras contando desde el lado inferior donde conecta toma de tierra. La contrantena consiste en 4 radiales de 2,8m también, más una pica para conectar a tierra.

 
El soporte de la bobina además soporta la varilla y el conjunto se monta sobre un tubo de PVC para clavarlo en el suelo arenoso de la playa. Este soporte está hecho con impresora 3D y funcionó muy bien hasta que el sol lo calentó y por efecto del peso de la varilla se deformó completamente al reblandecer el PLA. Moraleja, hay que usar plásticos que aguanten bien la temperatura con colores claros que eviten que se calienten al sol del verano.

 

Resultados

ROE medida con NanoVNA

La medida con el VNA muestra la respuesta en frecuencia de la curva de ROE. La marca 1 está en 7000KHz, la 2 en 7100 y la 3 en 7200. Como podemos ver en la respuesta se consigue una frecuencia con ROE 1:1 y un ancho de banda de 200KHz para ROE <1,7:1. Esta medida se ha hecho con un cable coaxial RG179  de 10m de largo. A 2,8m de la antena se ha colocado un choque con ferrita para que el resto de cable no sea parte de la antena y afecte a la sintonía.

Con el medidor de ROE y un transmisor se obtienen resultados similares, como era de esperar. 

Como el soporte de la antena se deformó por completo y a falta de hacer una nueva versión, siguiendo el mismo procedimiento, no he podido hacer pruebas reales de comunicación. Esto queda para un futuro trabajo.

Algunas imágenes

La bobina de 40m sola, tocando con el dedo una punta consigue adaptarse en 19MHz. Una casualidad.

Probando en el jardín

Grid-dip midiendo en una espira en el lado de tierra.

Choque en el cable coaxial, a 2,8m del BNC que conecta a la antena.

Midiendo campo cercano con el TinySA y excitando la bobina de la antena con grid-dip. Comprobamos como al pasar por la frecuencia de resonancia la intensidad de la señal captada por el TinySA llega a un máximo.

Referencias
1.- https://wilaebaelectronica.blogspot.com/2018/12/transformacion-serie-paralelo-y-paralelo-serie-de-impedancias.html
2.- Cálculo de antenas EA5BWL ISBN 9788426716668
3.- https://coil32.net
4.- QURPE numero 72 invierno 2011.

Retomando el trabajo

Ha pasado mucho tiempo desde la última actualización. En estos años han pasado muchas cosas, viajes, aprender CW, muchos proyectos y pruebas... y desgana para subir al blog. Ya si eso, mañana me pongo... y así pasó el tiempo sin actualizar nada. Tengo que preparar los artículos, las imágenes, componerlos para el blog... en fin que hay trabajo, aunque el grueso esté hecho para el EAQRP. Bueno, poco a poco espero ir subiendo cosas de forma regular.

Antena monopolo telescópica de 5m con acoplador sintonizado en la base. No es una bobina de carga, OjO. ya lo iré contando.

Filtro de telegrafía analógico

 

Hoy en día, igual que siempre, cuando bulle el segmento de CW y en ausencia de un buen filtro a cristal de 500 Hz, el operador sufre de estrés agudo ya que debe seguir una señal en medio de un mar de señales, unas más fuertes, otras más débiles pero todas parecidas y sonando a la vez. Un O.M. experimentado no tiene problemas, pero el que empieza agradece algún tipo de filtro que “limpie” la señal que desea copiar.  

Monitor CW

Monitor de CW y algo más

Un oscilador para tono local para CW es algo que hace falta muchas veces y acabamos con una horrible chicharra o interrumpiendo un oscilador con la llave a lo "bestia" con los consiguientes chasquidos al pisar y liberar la llave.
Ante esta necesidad se plantea hacer un circuito sencillo pero que funcione bien que no tenga chasquidos y el tono suene de forma parecida a como lo hace en un receptor. Ya puestos, un amplificador de BF, para oírlo, parece necesario. Al disponer de un amplificador de auricular/altavoz, sería bueno poder escuchar por el mismo sitio la recepción de aquellos TRX que no están preparados para inyectarles el tono local. Como la mayoría de los TRX de SSB no disponen de CW y en caso de poder desbalancear el modulador no disponen del desplazamiento de portadora en TX, pues hacer algo que permita usar un TRX de SSB en CW ayuda. Total, a base de "poyaque" ha salido este circuito monitor de CW y algo más.

Diagrama de bloques

En el diagrama de bloques podemos ver que el circuito es conceptualmente sencillo. Un oscilador de BF que da el tono fijo de unos 700Hz, un interruptor para cortarlo que viene gobernado por un circuito conformador de onda que se encarga de eliminar los chasquidos de la llave. La salida del interruptor va a un filtro pasobajo que limpia la señal y mejora la distorsión. Finalmente el amplificador de BF para altavoz dispone de una entrada auxiliar para poder escuchar también la señal de un receptor.
Por otro lado la llave de CW ataca al conformador de onda para habilitar el tono de CW y ataca a una unidad de retardo que gobierna el interruptor de PTT. El retardo permite mantener en TX al TRX, and mientras se libera la llave entre palabras, 7 puntos. 7 puntos a 8 ppm son unos 0,9sg.
El circuito puede funcionar solo, como monitor de CW para prácticas o combinado con un TRX para disponer de tono local o o usar un TRX de SSB, como el PEREGRINO, en CW. Este circuito puede trabajar en combinación con el filtro de CW publicado en el número EA QRP 93.

Descripción

En el esquema adjunto podemos ver el circuito completo. No presenta gran dificultad entender cómo funciona, pero explicaremos algunas cosas que no son tan evidentes.
Q1 es el oscilador y mediante R1 podemos ajustar la frecuencia de oscilación. EL margen de ajuste es bastante amplio, R5 limita el margen de ajuste por arriba y R6 por abajo. El valor de C1 no es crítico, pero si se quiere trabajar a frecuencias de oscilación muy por debajo de 600Hz, será necesario aumentar su valor para que arranque el oscilador. La salida del oscilador está atenuada con el divisor R9 más R19. Esto es importante para que el circuito siguiente funcione correctamente.
El interruptor del oscilador es Q3. Q3 es un JFET que funciona como resistencia variable. No amplifica ya que la tensión drenador-surtidor es de 0Vcc. Para fijar la tensión D-S a 0V, se conectan mediante sendas resistencias de bajo valor a la referencia de 5Vcc que proporciona U1. Es importante para que no haya chasquidos es que la diferencia de potencial entre drenador y surtidor sea de 0Vcc cuando el JFET está en modo abierto. De lo contrario al cerrar se va a producir un chasquido por al diferencia de potencial. Para que el JFET funcione como un interruptor es necesario que la señal a interrumpir no supere la tensión de "pinch-off" ya que en caso contrario el JFET acabaría conduciendo en los picos de señal y además aumenta la distorsión cuando está en modo conducción. La tensión del surtidor del JFET es de 5Vcc, por tanto cuando la puerta esta a 0V, está respecto del surtidor a -5Vcc, es decir, no conduce. EL JFET en este estado actúa como un circuito abierto o una resistencia de alto valor. R17 es de muy bajo valor para que se produzca una buena atenuación en este estado. Cuando la tensión de puerta está próxima a 5Vcc, el JFET pasa a tener una resistencia muy baja entre drenador y surtidor. Por tanto funciona como un circuito cerrado y aquí la resistencia R17 no afecta de forma considerable.
Q2 funciona como inversor y está gobernado por la llave de CW. Cuando se pisa la llave la corriente de colector sube hasta fijar la tensión en R7 casi en 5Vcc. Mediante un filtro pasobajo de un solo polo, R21-C11, hacemos que la tensión de puerta del JFET varíe lentamente y por tanto la resistencia drenador-surtidor varía también lentamente. Este circuito es el conformador de onda que elimina los chasquidos de la llave. No porque la llave tenga rebotes, que también los elimina, sino porque no sabemos cuando la amplitud de la señal del oscilador pasa por "cero". Es decir, si en el momento de cerrar la llave la amplitud del oscilador está en la cresta máxima o mínima de la onda, al cerrar el interruptor aparece un chasquido. Sinembargo si el proceso de pasar de abierto a cerrado tarda 4 o 5 mS, este efecto queda minimizado. Lo mismo sucede al liberar la llave. Desde que se levanta la llave hasta que la tensión de la puerta del JFET cae por debajo de -2Vcc, respecto de surtidor, pasa un cierto tiempo y desde este punto hasta los-5Vcc pasan unos mS.

El filtro pasobajo tiene dos funciones. La primera es atenuar los armónicos y la segunda es aislar el interruptor de la salida de tal forma que las variaciones de carga no afecten a la relación de amplitudes del estado ON y el estado OFF. La señal filtrada el el emisor de Q4 se lleva por un lado al potenciómetro de volumen y por otro a un divisor ajustable seguido de un atenuador de tal forma que puede generar una señal de nivel equivalente a un micrófono y que es apta para conectar a la entrada de micrófono el TRX. La salida de audio para TX está en J3, junto al PTT que veremos más adelante.
El conector P1 va aun ajustable y éste al amplificador de BF que junto a la señal que viene del potenciómetro de volumen permite oír a la salida del amplificador de BF, por J4, ambas señales. En P1 podemos conectar el audio de salida del filtro de CW del Nº93 o el audio de salida de un TRX como el PEREGRINO. El potenciómetro de volumen solo actúa sobre la señal de CW local, el potenciómetro de volumen del filtro de CW actúa solo sobre la señal de RX. Por tanto, el volumen del circuito monitor lo ajustaremos a un valor que sea cómodo oír y el volumen de la señal exterior lo ajustaremos en el equipo de donde provenga la señal.
El conector de la llave de CW es estéreo lo que permite conectar tanto una llave vertical de un solo contacto como una llave de doble contacto, monopala o de dos palas. Cuando la llave está en reposo, la base de Q2 esta a la misma tensión que el emisor y por tanto Q2 esta al corte. C11 se habrá descargado a través R21-R7 y por tanto Q3 no conduce, impidiendo que se oiga el tono del oscilador. Al pulsar la llave de CW, Q2 pasa a saturación y la tensión que hay en R7 es de casi 5Vcc, pero la puerta de Q3 sube la tensión lentamente ya que R21 tiene que cargar a C11. Según va subiendo la tensión en C11, va aumentando la salida de audio que se envía al potenciómetro de volumen. Al liberar la llave C1 se descarga como ya hemos dicho disminuyendo el audio hasta que se corta.
El interruptor que dispara al TRX está hecho con el FET Q6. Este FET de conmutación tiene una muy baja resistencia cuando la tensión de puerta pasa de 2Vcc. La tensión que hay en R7 varía al ritmo de la manipulación. 0 Vcc cuando la llave esta en reposo y 5Vcc cuando se pisa. Por tanto D3 va a cargar a C14 con más de 4Vcc, cada vez que se pisa la llave. C14 se descarga por R27+R28. R27 se ajusta al valor que mejor nos venga para mantener el TRX en emisión entre pausas de palabras según la velocidad de TX que usemos. Si se elimina C14 o se le pone un valor muy bajo, podremos trabajar en "full QSK" ya que el PTT va a seguir el ritmo de la manipulación.

Montaje

Los materiales usados son fácilmente localizables en tiendas del ramo. No obstante puede que haya algunos componentes menos comunes o especiales. Potenciómetro de volumen con interruptor, conector de alimentación y jack estéreo para circuito impreso. El potenciómetro de volumen vale cualquiera de 5K a 50K con interruptor para circuito impreso con paso de patillas de 5mm.

El JFET previsto en el circuito impreso es el J310 pero se puede usar igualmente el BF245. Lo único que sucede es que el BF245 cambia las patillas puerta y surtidor, por tanto hay que montarlo al revés de como está la serigrafía.

Tabla de materiales

Ajustes y puesta en marcha

Ajustes como tal en realidad no hay. Es más ajustarlo a nuestro gusto o necesidad.
La frecuencia del tono se ajusta mediante R1. Si la frecuencia no sube hasta donde queremos podemos disminuir el valor de R5 y si no baja hasta donde queremos habrá que aumentar R6 y posiblemente R5. Si al bajar de frecuencia deja de oscilar habrá que subir el valor de C1 a 22uF o 47uF. La frecuencia dl tono la podemos ajustar con un osciloscopio o frecuencímetro midiendo en C9 o pisando la llave de CW y medir o hacerlo a oído con un auricular o altavoz conectados a la salida del amplificador, J4 auricular, P2 altavoz.
Si conectamos una señal exterior de un RX en P1, podemos ajustar R29 para que la señal no sature el amplificador. Hay que tener en cuenta que el amplificador está a mínima ganancia. Por tanto las señales requeridas para saturar la salida del amplificador son relativamente altas. Está pensado para conectar a la salida de auricular de un TRX.
Si vamos a usar la salida de PTT, con un TRX de SSB, ajustaremos R27 para que el TX se mantenga en emisión al ritmo que manipulamos. Si manipulamos muy lento y se corta la emisión antes de tiempo, podemos subir el valor de C14 y si no queremos retardo habrá que quitar C14, el punto de ajuste de R27 en este caso no importa.
Finalmente si vamos a usar la salida de audio de TX, ajustamos R22 de tal modo que el TX de la potencia nominal o la que deseemos por debajo de ésta. Para este ajuste, lógicamente, hay que pisar la llave de CW y tener conectada las salidas de PTT y audio al conector de micrófono del TX. Hay que tener en cuenta que la salida de BF de TX tiene una ligera polarización de continua. Hay TX que se ponen en emisión por masa de la entrada de micrófono o que no pueden tener continua en la entrada de micrófono. En este caso será necesario colocar un condensador de 1uF con la polaridad correcta. Normalmente el positivo hacia el hilo de J3, pero esto es algo que depende de cada caso particular. Lo más normal es que no haga falta nada.

Acabado

 

 

Publicado en EA-QRP navidad 2017.

Fusible electrónico

Fusible electrónico por corriente y temperatura

Siempre que andamos probando un paso final u otro tipo de circuitos también, corremos el riesgo de sufrir un destrozo por una subida súbita de corriente o por un calentamiento gradual del componente de potencia. Normalmente en ambos casos acabamos viendo como se nos quema un transistor que no suele ser barato.

El circuito que presentamos es un accesorio para montar entre la fuente de alimentación y el dispositivo que estamos ajustando o probando. El circuito actúa como un interruptor que podemos cerrar o abrir en cualquier momento, pero además dispone de un sensor de corriente que abre el circuito en cuanto superamos la corriente establecida. Para acabar de completar las posibilidades se conecta una resistencia NTC que mide la temperatura de tal forma que si se supera la temperatura de protección establecida se abrirá el interruptor. Mientras la temperatura sea demasiado alta el interruptor estará abierto, sin embargo si se dispara la corriente y se abre el interruptor por este motivo, solamente estará abierto unos segundos rearmándose automáticamente. Tanto la corriente como la temperatura y el tiempo de rearme son ajustables dentro de unos márgenes.

Amplificador NORTON

Amplificador Norton

El amplificador Norton es un gran desconocido a pesar de sus magníficas características. Quizás esto se deba que su patente ha estado vigente hasta hace bien poco. Parece ser que ya se extinguió, pero no se ha popularizado como debiera.
Atendiendo a su diseño, este amplificador presenta gran ancho de banda, bajo ruido, magnífica linealidad ya que es fácil conseguir IP3 muy por encima de lo que se obtiene con una amplificador clase A trabajando en alta corriente.

Filtros arrastrados por diodo varicap e intermodulación

Filtros arrastrados por diodo varicap e intermodulación

Filtros arrastrados

Ya en los albores de la radio, se sintonizaban las estaciones mediante un condensador variable que permite modificar la frecuencia de resonancia de una bobina, como es bien sabido. Los condensadores variables mecánicos funcionan muy bien pero son caros, voluminosos y requieren de un desmultiplicador para poder sintonizar bien una estación. Así que al aparecer el diodo varicap todos estos problemas desaparecieron de golpe. ¿todos?, puede que si, pero aparecieron otros que normalmente no se tienen en cuenta.
Asumimos que con un diodo varicap no podemos manejar potencia, al contrario del condensador variable, pero a la entrada del receptor, VCO y etapas intermedias, especialmente en circuitos de estado sólido, donde las amplitudes de las señales no son excesivas, pues vienen a resultar muy útiles. No obstante, es lo que vamos a estudiar en este trabajo, el diodo varicap no deja de ser un dispositivo no lineal y por tanto se corre el riesgo de generar productos de intermodulación que arruinen  o en el mejor de los casos mermen las características del filtro sintonizado.