MILIVOLTIMETRO DE RF
Vamos a ver los problemas de detección de RF para medir su amplitud, comportamiento de los diodos y alguna de las soluciones industriales empleadas para instrumentos de precisión.
Detección de RF
Para medir la amplitud de una señal de alta frecuencia lo
más simple es un detector a diodo. El problema de esta sencillez es que no es
lineal y no es sensible. La sensibilidad se puede mejorar por medio de amplificadores,
pero el ruido, la deriva térmica son grandes problemas a resolver. Por desgracia una solución tan simple no es ni
eficiente ni precisa.
Aunque parezcan dos asuntos desligados en realidad uno es
consecuencia del otro. Para poder detectar la señal de RF se necesita un
dispositivo no lineal, es decir que en el semiciclo positivo conduzca y no lo
haga o por lo menos no de la misma forma, en el semiciclo negativo. Este
requisito lo cumple cualquier diodo, aunque no para cualquier frecuencia o
amplitud. Para detectar señales de alta frecuencia necesitamos que el diodo
tenga una muy baja capacidad parásita y sea lo sufrientemente rápido como para
comportarse como un diodo en lugar de una resistencia. Hay dos tipos de diodos
que son adecuados para esta función, los diodos de germanio y los diodos schottky.
Estos últimos son fáciles de obtener y los hay de magníficas características
para RF como el 1N6263 o el BAT41, BAT42 de más capacidad parásita, BAT85 y ya
los diodos especiales para medida y detección de señales de alta frecuencia y
que los hay disponibles de diversos fabricantes.
Veamos para el 1N6263 y el BAT41 qué información
proporcionan los fabricantes. En la figura 1 podemos ver la respuesta de
amplitud de entrada y corriente para ambos diodos. Estas gráficas muestran
varias cosas interesantes a tener en cuenta.
Fig 1: Respuesta para
el 1N6263 y el BAT41
Podemos ver que ambos diodos tienen un comportamiento no
lineal para la señal de entrada Vf. La
respuesta de los dodos dista mucho de ser una recta de forma que para un
incremento de Vf se produzca un incremento equivalente de If
. Para el BAT41 podemos ver que nos proporciona curvas a distintas temperaturas
y estas son muy distintas unas de otras. Es muy evidente que para una señal Vf de
200mV la corriente If varía entre 0mA y 0,4mA en función de la temperatura.
Solo por las variaciones de temperatura ya tendremos derivas de lectura si
usáramos un amplificador de continua para extender la escala de medida, para
señales muy pequeñas la deriva térmica sería muy importante y enmascara la
lectura real. Si seguimos viendo en la respuesta del BAT41 a temperatura
ambiente de unos 25ºC, entre una señal de 200mV y otra de 400mV, variación de 6dB,
la corriente varía de 0 a 1,5mA, pero entre 400mV y 800mV que son también 6 dB,
la variación de corriente pasa de 1,5mA a 40mA. Es decir la escala de corriente
no sigue la misma ley de variación que la de tensión
Vamos a ver un caso real de cómo se comporta un diodo BAT41
como detector de RF. Mediante un generador de RF calibrado y un voltímetro
digital de alta precisión se ha medido la respuesta de un BAT41 en la
configuración normal de rectificador de la figura 2.
Fig2: Detector a
diodo
Para cada valor de RF se mide la señal rectificada y el
resultado lo podemos ver en la tabla adjunta de la figura 3. Sin señal de RF
hay un nivel de continua de 60µVcc ± 10µVcc. El ruido superpuesto es de unos 20
µVpp. Este residuo de continua es debido al ruido captado por los cables al no
estar blindado el circuito de medida. No obstante, para ilustrar lo que decimos
es válido.
Las medidas se han hecho de 6 en 6 dB empezando en 3mVef de
señal de RF, por debajo de este nivel de RF el ruido hace imposible detectar el
nivel de señal rectificado.
Fig3: Respuesta de
amplitud BAT41
La línea recta VrfmV es la amplitud de la señal de RF en mV.
La línea VccmV es la respuesta de la salida rectificada y filtrada del diodo. La
primera medida corresponde con 3mV y para esta señal de RF la salida detectada
VccmV es de 0,1 mVcc. Podemos ver como la curva de la señal detectada se
aproxima a la recta de la señal de entrada y se cruzan en 770mV de RF,
aproximadamente. A partir de este punto la señal detectada es mayor que la
señal de RF. Este comportamiento se debe que el diodo tiene tres regiones de
trabajo. En baja señal, menos de 50mV de RF, el comportamiento sigue una ley
cuadrática [1][2], en gran señal, mayor de 1 voltios aproximadamente, sigue una
ley lineal y se detecta el valor de pico menos la caída en el diodo que varía
con la amplitud de la señal de entrada. Entre estas dos regiones hay una de
transición en la que se va pasando de la ley cuadrática a la ley lineal. Por
esta razón el error de medida varía con la amplitud de la señal medida.
Para algunos diodos especialmente diseñados para detección
de RF, especialmente de baja señal, los fabricantes aportan información muy
detallada del comportamiento del componente [2]. En la figura 4 se puede ver el comportamiento
comparado de varios diodos de Avago. Podemos ver en la gráfica que ambas
escalas son logarítmicas y por tanto es muy fácil hacer comparaciones. Resulta evidente
que para una variación de 10bB de la potencia de entrada al detector no
corresponde con una variación de 10 dB del voltaje de salida. Por ejemplo, para
una variación de entrada de 10dB, entre -35dBm y -25dBm, hay una variación del
voltaje de salida de 20 dB, entre 1mV y 10mV, esta es la zona cuadrática. Pero para la misma variación de entrada,
entre -5dBm y 5 dBm, la variación del voltaje de salida es de 10 dB
aproximadamente, esta es la zona lineal. Pero entre -15dBm y -5dBm de potencia
de entrada, el voltaje de salida varía entre 70mV y 300mV, aproximadamente.
Esta variación es de unos 12,5 dB. Esta región está entre los extremos anteriores.
Fig4: Ley para diodos
schottky HSMS de Avago
Este tipo de diodos desplazan el punto de ley lineal por
debajo del voltio y se aproximan mucho al punto de 0 dBm@50ohmios. De todas
formas, un voltímetro de RF hecho sin corregir la ley de variación del diodo
necesita de una escala calibrada para cada rango de medida y esto no es nada
práctico.
En la zona de los 0 voltios el comportamiento del diodo
sigue siendo un curva suave. Cuando la señal a detectar es de unas decenas de
microvoltio el diodo no deja de conducir en el semiciclo negativo. La pendiente
cada vez es menor y gracias a esto se produce la rectificación, aunque con un
voltaje de salida mucho más bajo que el aplicado. En la gráfica de la figura 3
se ve claramente que para un nivel de RF de 12 mV la señal rectificada es de
solo 0,5 mVcc.
Compensación de medida
Como hemos visto la relación potencia de entrada al diodo
voltaje de salida en corriente continua no siguen la misma ley de variación.
Esto impide usar una sola escala, en el instrumento de medida, para los
distintos rangos de medida que tendría un voltímetro de RF. Igual que se hace
en un multímetro de continua, hay una escala de 0-1 y se multiplica por el
factor que determine el mando de rangos, en los voltímetros de RF es igual. Si
conectamos la salida rectificada del diodo a
un amplificador que ataca a un microamperímetro y este amplificador le
variamos la ganancia de 10 en 10 dB podríamos tener un voltímetro de RF. Pero
si no corregimos la respuesta de amplitud del diodo aunque calibremos el fondo
de escala en cada rango, conforme la medida se aleja de este punto el error
aumenta. Además el error es distinto en la escala de 10mV que en la de 100mV y
que en la de 1V.
La solución sencilla para resolver el problema de linealidad
se consigue usando un amplificador operacional realimentado con un diodo
“idéntico” al que usamos para medir la señal de RF [3]. De esta forma la medida
se hace más lineal, en teoría totalmente lineal y el error depende únicamente
de las diferencias entre diodos. Además esta solución mejora la estabilidad
térmica, si ambos diodos evolucionan térmicamente de la misma forma y están muy
próximos el error quedará compensado.
Fig5: Diodo
compensado por realimentación
Esta mejora aún no permite hacer
medidas de bajo nivel y la calibración cambia con los diodos, por tanto no es
la solución para un instrumento de medida
de cierta precisión. No obstante mejora enormemente la respuesta
potencia de entrada voltaje de salida. En general esta solución es buena para
señales de más de 30mV de RF. D2 anula, a la salida del operacional, la caída
de tensión que hay en D1 y de esta forma la salida del operacional es
proporcional a la señal de RF aplicada. Por tanto se puede mantener para
diversos rangos de medida, por ejemplo 30mV-100mV, 100mV-300mV, 300mV-1V, 1V-3V
la misma escala en el instrumento de forma que solo con multiplicar por el
rango en el que estamos sabremos el valor de la medida de RF.
Medida indirecta
Desde finales de los años 50 hay instrumentos de medida que
resuelven el problema de la linealidad de
escala con una buena sensibilidad. Los primeros instrumentos eran a válvulas,
lógicamente, pero el método empleado para resolver el problema se siguió usando
durante muchos años en instrumentos con componentes de estado sólido. En la
figura 5 se puede ver el aspecto del HP411 que usa un detector a diodos de
estado sólido [5] y una cadena amplificadora chopper a válvulas. Este instrumento tiene escala de 3mV a máxima
sensibilidad y la sonda de RF es solidaria con el instrumento. Al lado vemos el
Millivac 828 A, con sonda intercambiable y escala de 1mV a máxima sensibilidad [6].
Entre uno y otro hay casi 20 años, el 828 aunque usa la misma tecnología de
amplificación chopper, pero el rectificador es de onda completa, lleva sensores
de temperatura en la sonda intercambiable, filtro de alterna y correctores de
escala.
Fig5: Milivoltímetro
de RF HP411A y Milivac 828A.
El sistema de medida empleado consiste, de forma muy
sucinta, en comparar la señal de RF detectada con otra señal detectada proveniente
de un oscilador interno [4]. Cuando ambas señales son de igual amplitud el
sistema se equilibra y lo que en realidad se mide es la amplitud del oscilador
interno de baja frecuencia. La amplitud del oscilador interno es muy grande y
al ser de baja frecuencia resulta muy fácil medir. En el HP411 usa un
rectificador a diodo que ataca al microamperímetro. En el 828 el sistema es
similar, solo que usa menor amplitud y añade un sistema de cargas que corrigen
la escala del microamperímetro.
Fig6: Diagrama de
bloques voltímetro de RF.
En el HP 411 la sonda de medida equipa dos diodos
detectores, uno va conectado a la punta de la sonda, por donde entra la señal
de RF y el otro diodo está conectado al atenuador del amplificador de
trasconductancia que sigue a la salida del oscilador. El oscilador genera una
señal de amplitud constante y muy baja distorsión. Para modificar la amplitud
de esta señal se usa el amplificador de trasconductancia y a la salida de éste
se monta un atenuador que el que ataca al diodo D2. Ambos diodos, en la sonda,
deben ser “idénticos” y acoplados térmicamente. De esta forma los dos diodos
producirán la misma señal detectada en continua para el mismo nivel de alterna,
aunque uno de ellos esté excitado por un oscilador de BF, el del instrumento y
el otro esté excitado por la señal que queremos medir y que puede ser de varios
Mhz. El amplificador de trasconductancia es un amplificador que funciona al
revés del amplificador compresor. Es decir, a mayor señal de control más
ganancia.
En la figura 6 se puede ver el diagrama de bloques de cómo
funciona este tipo de voltímetro de RF. En ausencia de señal el amplificador U1
da una salida de 0 voltios. Con este nivel el amplificador de trasconductancia
(OTA) está a mínima ganancia y por tanto la señal que entrega al atenuador es
mínima por lo que el diodo D2 produce una señal rectificada muy pequeña.
Mediante un potenciómetro de ajuste en el frontal se fija el cero del
instrumento en ausencia de RF, para compensar esta pequeña señal que sale del
amplificador OTA. Cuando se aplica una señal de RF a la sonda, D1 genera una
tensión de continua que es mayor a la que genera D2. Esta señal se amplifica y
excita a la patilla de control del amplificador OTA. La salida del amplificador
OTA, atenuada de forma conveniente según la escala de medida seleccionada,
llega al diodo D2. La salida rectificada de D2 se resta de la que genera D1 y
la diferencia se amplifica con signo positivo si VD1 > VD2
y consigno negativo si es al contrario. La señal de error diferencia de VD1-VD2
ajusta la ganancia del amplificador OTA hasta que la diferencia entre ambas sea
mínima. Este circuito al estar realimentado se ajusta a un punto tal que las
señales que llegan a D1 y a D2 son “iguales” y por tanto la diferencia de
amplitud del voltaje de salida de ambos diodos es mínima. Por tanto podemos
decir que la señal que hay a la entrada del atenuador tiene una amplitud
equivalente a la señal que estamos midiendo más la atenuación que haya fijada
en el atenuador. La señal que hay a la entrada del atenuador es de gran
amplitud y por tanto es fácil de rectificar y al llevarla a un instrumento de
medida, tendremos la representación de la amplitud de la señal de RF que
estamos midiendo. El rectificador que se usa para medir la amplitud del
oscilador local, a la salida del amplificador OTA, tiene que ser capaz de
entregar una señal que sea proporcional a la señal de alterna que estamos
midiendo de forma que el instrumento se pueda calibrar. Un simple rectificador
a diodos no nos vale ya que cuando nos aproximemos al codo de la zona no lineal
introducirá grandes errores de medida. Afortunadamente un rectificador de
precisión no es difícil hacerlo con componentes asequibles y puede atacar
directamente a un miliamperímetro de aguja o a un voltímetro digital.
Ajustando, en cualquiera de los casos, la ganancia del rectificador podemos
obtener una lectura directa de la amplitud de la señal alterna. La escala de
medida depende ahora del valor del atenuador.
Veamos un ejemplo con números para que se entienda mejor.
Supongamos que el amplificador OTA puede ajustar su salida entre 10mv a mínima
ganancia y 3 voltios a máxima ganancia. Cuando la señal de error que entrega U1
sea 0 voltios, la salida del amplificador OTA será de 10 mV. Supongamos ahora
que el atenuador lo fijamos en 20 dB. Es decir, cuando el amplificador OTA
entregue 10mV a la salida del atenuador habrá 1 mV y cuando el amplificador OTA
entregue 3 voltios, a la salida del atenuador habrá 0,3 voltios. Por tanto la
amplitud de RF máxima que podemos medir es de 0,3 voltios para esta posición del
atenuador. Ahora vamos a conectar la
sonda a una fuente de RF de 100mV. D1 entregará una tensión rectificada de unos
30 mVcc (ver tabla de la figura 3) mientras que D2 entrega unos pocos uV. La
diferencia es amplificada por U1 y como VD1-VD2
> 0, el amplificador OTA aumenta su ganancia, entregando una
salida mayor a 10 mV y cada vez de mayor amplitud. Conforme la salida de D2
aumenta, la tensión de error VD1-VD2 disminuye y esta
diferencia amplificada por U1 también disminuye. Esto sigue así hasta que la
amplitud a la salida del amplificador OTA sea de 1 voltio. Al atenuar esta salida por 10, la
señal que entrega a D2 es de 100 mV. Ahora ambos diodos tienen la misma
amplitud, uno de la señal de RF y otro de la señal que proviene del oscilador
local. Cuando la amplitud de la salida de D1 y D2 sea muy parecida el circuito
se estabiliza. U1 es un amplificador de bajo ruido con una alta ganancia que se
ajusta por pasos inversamente a la
atenuación del atenuador. Cuando el atenuador está a máxima atenuación el
amplificador está a máxima ganancia. El error de media será menor cuanto mayor
sea la ganancia de U1, pero si la ganancia de U1 es excesiva el sistema entrará
en un bucle inestable.
Este sistema de medida es independiente de la temperatura ya
que ambos diodos entregan la misma señal sea cual sea la temperatura, al estar
ambos diodos pegados y por tanto a igual temperatura. La curva de respuesta de
los diodos ya no afecta a la medida, lo que en realidad medimos es una señal de
igual amplitud que la que hay en el ánodo de D1. Si ambos diodos siguen la
misma ley el error es mínimo. Finalmente la sensibilidad del instrumento
depende de la relación señal ruido del amplificador U1, su ganancia y la
sensibilidad de los diodos detectores. Son los diodos detectores los elementos
más críticos en este tipo de instrumento y por tanto es necesario usar diodos
que sean capaces de rectificar señales de muy bajo nivel. Dicho de otra forma,
no nos vale cualquier diodo que haya en el cajón.
La respuesta en frecuencia depende de la construcción y de
las propias características de los diodos. Con
diodos de germanio se puede medir bien hasta 500 Mhz, pero la selección
de diodos es muy difícil. Los diodos schottky permiten trabajar a frecuencias
mucho más altas y es fácil encontrar diodos en parejas, bien sea apareados por
el fabricante o encapsulados juntos que son los más adecuados para esta
aplicación.
Este sistema permite intercambiar la sonda ya que el
instrumento lo que mide es la diferencia entre los dos detectores. Si se
dispone de varias sondas que tienen el mismo comportamiento es posible
intercambiarla sin necesidad de hacer una calibración del instrumento.
Medida directa
Frente al sistema de medida con circuitos analógicos existe
la versión más moderna de usar tablas de corrección de lectura, tanto de
amplitud como de frecuencia. Este tipo de instrumentos ya no permiten
intercambiar la sonda, debido que los parámetros almacenados en la memoria solo
valen para una sonda concreta que es la que se calibró con el instrumento.
En los últimos años los fabricantes han metido la memoria de
calibración dentro de la sonda de tal forma que casi todo el trabajo de
detección ha pasado a estar dentro de la sonda y el instrumento de medida en
realidad queda como unidad de presentación. Algunos fabricantes han llevado
esto al extremo de meter todo el instrumento de medida en la propia sonda
y mediante un puerto USB se conecta con
cualquier dispositivo móvil que mediante un SW presenta las medidas en su
pantalla.
Fig7: Diagrama de
bloques voltímetro de RF compensado.
Este sistema de medida consiste en detectar, con un diodo de
alta sensibilidad, la señal de RF. La señal detectada se amplifica y se
convierte a un valor cuantificado, mediante un conversor analógico a digital.
La señal cuantificada se puede procesar matemáticamente de forma que se puede
filtrar, escalar, etc. Los instrumentos más antiguos que usaban este método lo
que hacían con este valor cuantificado es seleccionar una dirección de memoria
cuyo contenido era el valor real que correspondía con la lectura de la señal de
RF. El valor almacenado en la memoria se lleva a un conversor digital analógico
de tal modo que ya se puede conectar a un microamperímetro u otro sistema de representación. Para
compensar en temperatura se usan diversos mecanismos sensibles a ésta y que
modifican la ganancia del amplificador de continua.
La memoria, si es suficientemente grande, permite disponer
de varias páginas de tal forma que se puede calibrar en rangos de frecuencias.
Cada página de la memoria se dedica a un rango de frecuencias y de esta forma
además de calibrar en amplitud se puede calibrar en frecuencia. Como es lógico,
esta calibración solo es válida para una sonda concreta y no es intercambiable.
Por esta razón los instrumentos más modernos han llevado esta memoria a la
sonda, gracias que los componentes son cada vez más pequeños y donde antes se
ponía un integrado de 40 patas DIL ahora se pone una QFP o BGA de menos de 10mm
de lado.
Conclusiones
Para medir si hay o no hay señal o si esta aumenta o baja
nos vale con un simple detector. Si queremos algo más de precisión hay que
compensar la ley de variación mediante la realimentación con otro diodo del
mismo tipo que habrá que seleccionar. Esto nos permite hacer un instrumento aceptable
a muy bajo coste, pero muy limitado también. Si buscamos un instrumento de
medida de alta sensibilidad y precisión se tendrá que ir a una solución más
compleja.
Para construcción casera resulta más asequible un
instrumento analógico que es más sencillo de calibrar. La calibración se hace
en baja frecuencia que es posible hacerla con medios sencillos. Como generador
se puede usar la tarjeta de sonido y como voltímetro para medir la amplitud de
salida, de la tarjeta de sonido, se puede usar un multímetro digital moderno
que miden bien hasta 50Khz en alterna. La sonda se puede hacer en un bolígrafo
metálico y conectarla al instrumento con un cable blindado. Gracias al reducido
tamaño de los componentes SMD es posible hacer una sonda, con el amplificador
de alta impedancia dentro de ella, en un tubo de aluminio de 12mm.
Referencias
[1] AN986
Square law and linear detection
[2] AN6
Radio Astronomy Suppliers
[3] Radio
handbook 2006 página 25.40 , 2011 página
25.38.
[4] HP
Journal September 1960
[5] Manual
HP411
[6] Manual
MIllivac 828A
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